电子信息技术的快速进步加速了供电技术领域的进步，给供电工程师和技术人员带来了前所未有的机遇和挑战，从家用电器到电力行业使用的大型仪器设备。电源提供能量，这需要大量具有电源经验的工程师来完成设计和开发。

作为一名有执照的电力工程师，获得工作经验至关重要，但你也应该努力提高自己的理论知识。如果你保存一些经常使用的电源电路，你也许可以使用它们。

使用铁氧体放大器的反激电源当使用双输出反激电源时，在两个输出端（5V 2A和12V 3A，均调节到5%以内）都提供实际功率，当电压超过12V时，它进入零负载状态，无法再调节到5%的限值内。尽管线性调节器是一种可能的选择，但它们仍然不理想，因为它们成本高昂且效率低下。

即使在反激式拓扑结构中，我们也建议在12V输出时使用磁性放大器。为了省钱，建议使用铁氧体磁性放大器。铁氧体磁放大器的控制电路。另一方面不同于传统的矩形磁滞回线材料（高磁导率材料）。为了保持输出功率，铁氧体的控制电路（D1和Q1）吸收电流。这个电路经过了广泛的测试。变压器绕组的额定输出电压为5伏和13伏。即使输入功率小于1W（5V 300mW和12V零负载），该电路也可以实现12V输出5%的调节。

图1：

过电流保护利用现有的拥挤电路考虑具有5V 2A和12V 3A输出的反激式电源。当12V输出实现无负载或非常轻的负载时，该电源的重要规格之一是为5V输出提供过功率保护（OPP）。两个输出都有5%的电压控制要求。

在标准方法中使用感应电阻器会削弱交叉调节性能，并且保险丝并不便宜。对于过电压保护，现在有电弧抑制电路（OVP）。该电路可以同时满足OPP和电压调节标准，并且可以在部分消弧电路的帮助下实现这一功能。

R1和VR1在12V输出端提供有源假负载，如图2所示，即使12V输出端负载较弱，也可以进行12V电压调节。当5V输出处于过载状态时，5V输出上的电压将下降。伪负载将消耗大量的电流。R1两端的电压降可以用来检测这种大量的电流。Q1导通并触发OPP电路。

图2:

反激是有源并联稳压器和伪负载线路电压交流到低压直流开关电源设备中最常见的拓扑结构。仅通过在变压器二次绕组上添加额外绕组即可提供大量输出电压，其独特的成本效益是造成这种情况的关键原因之一。

反馈通常由具有最严格输出容差要求的输出提供。所有其他次级绕组的每伏匝数由该输出确定。由于漏电感效应，在输出端并不总能达到所需的输出电压交叉调节，尤其是当给定输出端空载或负载很轻，而其他输出端满载时。

在这种情况下，可以利用后调节器或伪负载来防止输出电压上升。然而，由于其较高的成本和不断降低的效率，后调节器或伪负载不再像以前那样有吸引力，尤其是近年来在一系列消费者应用中的空载和/或备用输入功耗。随着限制越来越严格，这种设计开始失宠。图3显示了一种有源并联调节器，它不仅解决了调节问题，还降低了成本并提高了效率。

图3用于多输出反激变换器的有源并联调节器

以下是电路的工作原理：电阻分压器R14和R13偏置晶体管Q5，当两个输出都被调节时，晶体管Q5保持Q4和Q1关断。在这些操作条件下，流过Q5的电流在5V输出时起到适度虚设负载的作用。

5V和3.3V输出之间的差值通常为1.7V。当负载需要来自3.3V输出的更多电流，而来自5V输出的负载电流没有增加相同的量时，与3.3V输出电压相比，5V输出的输出电压会上升。由于电压差大于100mV，Q5将被偏置断开，从而导通Q4和Q1，并使电流从5V输出流到3.3V输出。5V输出端的电压将因该电流而降低，从而降低两个输出端之间的电压差。

两个输出之间的电压差决定了Q1中的电流量。因此，即使在3.3V输出满负载和5V输出无负载的最坏情况下，电路也会保持两个输出处于调节状态。由于每个晶体管中的VBE温度波动可以相互抵消，因此设计中的Q5和Q4提供了温度补偿。二极管D8和D9是可选的，尽管它们可以用来减少Q1中的功耗并消除对散热器的要求。

在满负荷和轻负荷条件下，电路大多效率低下，因为它只是对两个电压之间的相对差做出反应。与接地分流调节器相比，该电路的有源功耗可以降低66%，因为分流调节器从5V输出连接到3.3V输出。结果，在满负载时效率高，并且从轻负载到无负载的功耗低。

带高压输入StackFET的开关电源是一种可用于各种应用的晶体管。在使用三相交流电的工业设备中，经常需要能够将稳定的低压直流电输送到模拟和数字电路的辅助功率级。工业驱动器、UPS系统和电能表就是此类用途的例子。

对这种电源的要求远高于对现货购买的传统开关的要求。在这些应用中，不仅输入电压更高，而且为工业环境中的三相应用而构建的设备必须能够承受广泛的变化，例如长的骤降持续时间、电涌以及有时一个或多个相的损失。此外，这种辅助电源的输入电压范围可以是从57到580VAC的任何地方。

由于高电压MOSFET的高成本和标准PWM控制回路的动态范围限制，设计这样的宽范围开关电源可能很困难。StackFET技术使额定电压为600V的低成本低压MOSFET能够与Power Integrations集成电源控制器一起使用，以创建简单、低成本的开关电源，可以在宽输入电压范围内工作。

图4使用StackFET技术的三相输入3W开关电源

电路的工作原理如下：电路的输入电流可以来自三相三线制或四线制系统，也可以来自单相系统。二极管D1-D8构成三相整流器。涌入电流受到电阻器R1-R4的限制。

电阻器R13和R15用于平衡输入滤波电容器两端的电压。

当集成开关（U1）内部的MOSFET导通时，Q1的源极将被拉低，R6、R7和R8将提供栅极电流，并且VR1到VR3的结电容将导通Q1。传送到Q1的栅极-源极电压受到齐纳二极管VR4的限制。当U1中的MOSFET关断时，由VR1、VR2和VR3组成的450 V箝位网络箝位U1的最大漏极电压。因此，U1的漏极电压将被限制在450V左右。

Q1在连接到它的线圈末端接收任何额外的电压。通过这种配置，总整流输入直流电压和反激电压有效地分布在Q1和U1之间。

箝位网络VR5、D9和R10用于由于回扫间隔期间的漏电感而限制初级上的峰值电压，而电阻器R9用于控制开关期间的高频振荡。

D1负责输出整流。输出滤波器为C2。为了减少输出端的开关纹波，L2和C3形成二次滤波器。

当输出电压超过光耦二极管和VR6之间的总电压降时，VR6将导通。输出电压的变化会影响流过U2光耦二极管的电流，从而改变流过U2B晶体管的电流。当该电流超过U1的FB引脚阈值电流时，停止以下循环。控制激活和禁止循环的数量可以帮助调节输出。当开关周期开始时，电流攀升至U1的内部电流极限，周期结束。R11用于控制反馈回路的增益，并在瞬态负载期间限制通过光耦的电流。齐纳二极管VR6被电阻器R12偏置。

IC U1（LNK 304）具有内置功能，可保护电路免受反馈信号丢失、输出短路和过载的影响。无需在变压器上添加额外的偏置绕组，因为U1直接由其排水管脚供电。C4用于使内部电源解耦。

通过使用正确的整流二极管，可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降低成本。使用该电路可以简化AC/DC转换器的EMI滤波器电路并降低成本。

需要大量的EMI滤波器组件，如X和Y电容器，以使AC/DC电源符合EMI。桥式整流器包括在所有标准AC/DC电源输入电路中，以整流输入电压（通常为50-60Hz）。可以使用诸如1N400X系列二极管之类的标准二极管，因为这是低频AC输入电压，并且它们也是最便宜的。

为了遵守既定的EMI限制，这些滤波器设备被用来最大限度地减少电源产生的EMI。然而，由于EMI测试从150 kHz开始，并且AC线路电压频率仅为50或60 Hz，因此桥式整流器中使用的传统二极管（见图1）的反向恢复时间很长，并且不经常与EMI产生有关。

输入滤波器电路，用于包含与桥式整流器串联的电容器，以抑制由低频输入信号的整流产生的任何高频波形。

如果在桥式整流器中使用快速恢复二极管，则不需要这些电容器。当这些二极管之间的电压开始反向时，它们会迅速恢复（见图2）。通过减少随后的高频关断瞬变和EMI，这最大限度地减少了AC输入线路中的杂散线电感激励。因为每半个周期只能接通两个二极管，所以四个二极管中只有两个必须是快速恢复二极管。类似地，每个半周期传导的两个二极管中只有一个必须具有快速恢复特性。

图5在交流输入上使用桥式整流器的开关电源的典型输入级

图6显示反向恢复结束时二极管瞬变的输入电压和电流波形

 软启动禁用低成本输出以控制电流尖峰一些多路复用输出电源用于在激活备用信号以满足严格的备用电源标准时断开输出。

串联旁路双极晶体管（BJT）或MOSFET通常用于实现这一点。如果在设计电力变压器时考虑到晶体管的额外电压降，则BJT可以是用于低电流输出的MOSFET的合适且较便宜的替代方案。

一个简单的BJT串联旁路开关，电压为12V，输出电流为100mA，并配有一个大电容器，如图10所示。（CLOAD）。Q1是串联通过晶体管，其开关由Q2基于待机信号的状态来控制。Q1需要足够的基极电流以在最小β和最大输出电流下饱和工作，因此电阻器R1的额定值可以确保这一点。为了管理接通时的瞬态电流，PI建议增加一个额外的电容器（Cnew）。如果不添加Cnew，则Q1在导通之后快速进入电容性负载，从而导致高电流尖峰。为了应对这一短暂的峰值，必须提高第一季度的产能，从而导致成本增加。

电流尖峰可以通过使用Cnew作为Q1的额外“米勒电容器”来消除。Q1集电极的dv/dt值受到这个额外电容的限制。随着dv/dt值的减小，进入Cload的充电电流减少。指定Cnew的电容器值，使得流入R1的电流等于Q1的最佳输出dv/dt值乘以Cnew的值。

Figure. 7

图8一个简单的软启动电路可以在待机期间禁用电源输出，同时消除接通期间的电流尖峰。因此，可以使用小型晶体管（Q1）来保持低成本

在学习了这些典型的电源电路之后，让我们使用LM317制作一个简单的电源设计电路。

LM317简介

LM317是应用最广泛的功率集成电路之一。它不仅具有最简单的固定三端电压调节器电路，而且具有可调节的输出电压特性。它还具有宽的电压调节范围、优异的电压调节性能、低噪声和高纹波抑制率。以下是其主要性能指标。

最大输入输出电压差：40V DC，最小输入输出电压差值：3V DC；使用环境温度：-10-+85°C；输出电压：1.25-37V直流；输出电流：5mA-1.5A；芯片具有过热、过电流和短路保护电路；最大输入输出电压差：40V DC，最小输入输出电压差值：3V DC；使用环境温度：-10-+85°C

图9：

图9显示了几种常用（不同封装形式）LM317的外形和引脚排列。

因为输出端（引脚2）和调节输入端（引脚3）之间的电压保持在1.25V，所以可以通过调节连接在输出端和地之间的分压电阻器R1和R2来改变ADJ端的电势来实现调节输出。电压的作用如下，如图10所示：

R1两端的1.25V恒定电压产生通过R1和R2的恒定电流，R2上产生的电压被施加到ADJ端子。在这一点上，输出电压Vo由R1∶R2的比率来确定。当R2的电阻上升时，输出电压上升，如下所示：

Vo＝1.25[（R1+R2）/R2]。

图10：

1.25-37V可调电源

图11所示为示意图。通过改变R1和R2的比率，可以在1.25和37V之间不断调整输出电压。

V1和V2具有以下功能：当输出短路时，V2将C2上的电压放电，以实现反向偏置保护。当输入短路时，存储在C3等部件上的电压通过V1放电，防止内部调节管反向偏置。C2用于提高IC的纹波抑制能力。C3用于提升IC的瞬态响应。对于输入整流滤波，使用C1。当输出大电流时，由于高温上升，IC将被切断，必须添加具有适当面积的散热器。R2应使用线性电位计。

图11：

1.25-120V维护和实验电源

图12所示为示意图。该电路由四个LM317组成，R2是控制四组输出电位的单个变量。调节R2，IC4的输出电位在1.25-30V之间连续变化，而与之串联的IC1-IC3的输出电位也发生变化，产生1.25至120V的四组直流稳定电压。

图12:

慢速启动15V电源

示意图如图13所示。输出电压Vout通过R1和V1对C2充电。

图13：

V1饱和并在开始时导通，Vout最低（约1.5V）。V1最终退出饱和，并随着C2上的电压上升而趋于截止，Vout上升到额定值。软启动时间可以通过改变R1和C2常数来改变。在停机之后，D1被用来迅速释放C2上的电荷。可以通过调整R2的值来修改输出电压Vout的值。图中的设置具有15V的输出电压。9012可以用来代替图中的V1。

TTL电平控制的5V电源

图14所示为示意图。当外部TTL控制信号导致V1截止时，输出电压为5V。改变R2的值以获得各种电压输出。NPN管，例如9013，可以用来代替V1。

图14：